邱彦衡，毛开，陈小敏**，冯瑞瑞，宋李新，马健

（1.南京航空航天大学电磁频谱空间认知动态系统工业和信息化部重点实验室，江苏 南京 211106；
2.中国航空工业集团有限公司金城南京机电液压工程研究中心，江苏 南京 211106）

随着第五代（5G，Fifth Generation）和第六代（6G，Sixth Generation）移动通信技术的快速发展，更快的传输速率、更大的系统容量和更低的传输延迟成为移动通信领域发展的重要技术问题[1-2]。而毫米波频段以丰富的非传统频谱资源、满足小元件尺寸的较短波长和具有窄波束等优势使得毫米波通信成为了通信领域研究的热点之一，特别是在室内环境中，毫米波被广泛应用于提升通信系统性能等方面[3-6]。然而，毫米波通信通常具有更大的带宽，带宽内不同频率的信号经历的信道特性变化较大，进而导致毫米波信道的频率具有非平稳性[7-8]。因此，需要研究具有连续频率响应的毫米波信道模型，为进一步优化毫米波通信系统的性能提供理论支撑。

目前针对室内毫米波信道的特性分析与建模研究已受到广泛关注[9-14]。比如，文献[9] 和[10] 针对图书馆等室内场景，研究了毫米波信道的路径损耗和时间色散特性；
文献[11] 结合了室外城市综合体场景和室内场景，分析了5G 毫米波通信信道的传播特征。上述文献重点针对毫米波信道进行参数和传播特性分析研究，但没有研究完整的毫米波信道模型构建。文献[12-14] 对毫米波信道进行了建模研究，但都只针对特定的中心频率建模，没有考虑由于宽带或超宽带引起的不同频率对毫米波信道特性的影响。

同时，准确的获取时延、散射体位置矢量和路径功率等信道参数是复现毫米波信道模型的必要条件，目前主要包括基于实测数据[15-17]和基于射线跟踪（RT,Ray Tracing）[18-21]的确定性计算两种方法。基于实测获取信道参数的方法较为准确，符合实际情况，但实测过程操作复杂、成本高、耗时长；
基于RT 的方法简单易操作，但由于RT 材料与真实场景之间的误差和存在大气衰减等因素的影响，使得RT 在估计路径功率参数时存在一定的误差。

本文针对宽带或超宽带信号内不同频率分量对毫米波信道特性的影响，提出了一种具有连续频率响应的毫米波信道模型。同时利用基于RT 的方法对毫米波信道的路径功率等信道参数进行计算，由于RT 方法在估计路径功率存在的误差，本文针对不同频率下视距（LoS，Line of Sight）和非视距（NLoS，Non-Line of Sight）两种场景的路径功率参数，设计了室内毫米波信道实测方案，结合实测数据对路径功率进行了建模分析，并与RT 仿真结果进行对比。

对于宽带或超宽带毫米波通信信号，可将其视为无数个频率分量的叠加，其中不同频率分量的信号在传播过程中会经历不同的路径时延、相位和损耗，因此毫米波宽带或超宽带信道具有频率非平稳性[22]。本文中由于带宽大小有限，假设每个频率分量的毫米波信道相同的路径延迟，但具有不同的路径损耗和相位。传统宽带信道模型中，通常只考虑单频点载波其信道冲激响应（CIR,Channel Impulse Response）可以建模为：

其中，α(t,τ;fc) 表示为路径振幅；
φ(t,τ;fc) 表示路径相位；
τ’表示路径时延。由于传播信号具有宽带或超宽带性质，整个毫米波信道的平均路径功率应该表示为不同路径功率叠加并除以带宽B=fH-fL。同时，实际信道环境中散射体是离散且有限的，因此，式(1) 可以进一步表示为：

其中，N表示毫米波信道传播路径数；
a(t,τi;fc) 表示第i条路径的振幅；
φ(t,τi;fc) 表示第i条路径的相位；
τi表示第i条路径的延迟。在本文中，第i条路径的路径相位φi(t;fc) 由初始相位和多普勒频率两部分建模为：

其中，φ0表示为初始相位，在[0,2π) 上服从均匀分布；
c 表示光速；
vTX(t) 和vRX(t) 分别表示发射端（TX,Transmitter）和接收端（RX,Receiver）移动的速度矢量；
和分别表示TX 和RX 第i条路径的球面单位矢量。其中，球面单位矢量和可以进一步表示为：

其中，ξi是校正因子，表示为实际传播损耗与自由空间传播损耗的误差；
GT和GR分别表示发射天线和接收天线的天线增益。因此，由式(2) 和式(9) 可知，对于毫米波信道中的第i条路径的路径功率Pi可以表示为：

同时，为了获取不同场景下的校正因子ξi，本文将针对室内毫米波场景进行实测，分析LoS 和NLoS 两种场景下室内毫米波信道的路径功率。验证本文所提出路径功率模型的准确性。

2.1 频域信道测量系统及原理

本文采用频域信道测量方法对室内毫米波场景进行实测分析，基于矢量网络分析仪（VNA,Vector Network Analyzer）的频域信道测量系统测量精度高，操作简便，广泛应用于室内毫米波信道测量。本文利用VNA 发射设定频段内的扫频信号，对毫米波信道的散射参数S21 进行测量，获取全频带的频域信道传输函数（CTF,Channel Transfer Function），最后对所获得的CTF 进行快速傅里叶逆变换（IFFT,Inverse Fast Fourier Transform）后即可以获得待测室内毫米波信道的时域CIR：

本文所采用的室内毫米波频域信道测量系统主要由两部分组成：VNA 和毫米波角锥喇叭天线，测量系统实物框图如图1 所示。VNA 采用Agilent N5245A，收发天线采用的均是频段范围为26.5～40 GHz 的毫米波角锥喇叭天线。

图1 室内毫米波信道测量系统

多径时延分辨率和频率分辨率是VNA 测量系统的重要指标。通过设置测量系统扫频带宽BVNA和扫频点数NVNA，可以计算测量系统的频率分辨率Δf和多径时延分辨率Δτ：

其中，VNA 测量系统的最大可测得的时延Δτmax由测量系统扫描步进的频率间隔所决定[24]：

2.2 室内毫米波信道测量场景

本文选取某实验室场景进行实测，待测场景尺寸约为8 m×8 m×3 m，室内散射体主要由地面、墙壁、天花板、门窗、若干桌椅和两台立式空调组成。地面由大理石瓷砖构成，墙壁材质为混凝土，窗户为玻璃制品，屋顶为塑料制吊顶，桌椅和门材质均为木材，空调外部均为塑料制品。

为了进一步研究室内毫米波场景下的路径功率，本文设计了两种室内测量场景，分别获取LoS 和NLoS 场景下的室内毫米波信道数据。LoS 场景和NLoS 场景的具体示意图如图2（a）和（b）所示，设置收发端天线高度均为0.45 m。对于LoS 场景，设置TX 和RX 的初始距离d1=1 m，RX 沿图2（a）中的移动轨迹以间隔Δd=0.5m 进行移动，测量距离从1 m 至5.5 m，共10 个测量点；
对于NLoS 场景，利用室内房间的混凝土墙壁作为反射物，制造可定量评估的NLoS 反射径，设置TX 与墙壁初始距离为dTX=0.75 m，RX与墙壁的初始距离d2=0.5 m，NLoS 反射角（RA,Reflection Angle）θ=45°，RX 沿图2（b）中轨迹以间隔Δd=0.5m 进行移动，测量距离从0.5 m 至5 m，共10 个测量点。

图2 室内毫米波信道实测场景

本文室内实测设置中心频率分别等于28、30 和32 GHz、带宽BVNA=1 GHz、VNA 扫频点数NVNA=1001。通过式(12)～(14) 计算可得，本文采用的VNA 频域信道测量系统的频率分辨率Δf=NVNA/BVNA≈1MHz；
最大可测得的时延Δτmax=1/Δf≈1000ns，对应传输距离约为300 m，可以充分满足对于室内环境的测量需求；
同时，多径时延分辨率Δτmax=1/BVNA=1ns，对应多径距离分辨率约为0.3 m，满足室内环境对于地面、墙壁等散射体多径的测量精度需求。VNA 毫米波测量系统具体参数设置如表1 所示：

表1 VNA信道测量系统参数

本文首先对测量系统进行系统校准，将VNA 用射频线把收发两端进行背靠背（B2B,Back-to-Back）直连，利用VNA 的直通校准功能进行直通校准，消除测量设备自身系统响应所带来的影响，同时，本文考虑了所使用角锥喇叭天线在不同频率下天线增益的影响。校准完成后，根据上述两种测量场景进行实测，分别获取两种测试场景下的原始频域信道数据。由上述式(11)计算可得LoS 场景在收发端初始距离d1=1 m 情况下，不同频率的实测CIR 如图3 所示。由图3 可以看出，LoS 场景实测CIR 的路径时延为3 ns；
与收发端设置的初始距离d1的理论时延一致；
当f=28 GHz 时，LoS 路径的功率值为-72.15 dB，且随着中心频率的上升，路径功率逐渐减小。同时，实测CIR 中具有明显的多径信息，这是由于该室内环境中地面、墙壁、桌椅和VNA 设备等散射体所导致的NLoS 径。根据实测数据，可以获得28、30 和32 GHz 频率下LoS 路径的校正因子分别为10.8、11.7 和12.5。

图3 LoS场景下不同频率的实测CIR

同理，NLoS 场景在设置TX 与墙壁初始距离dTX=0.75 m、RX 与墙壁初始距离d2=0.5 m 和θ=45°的情况下，不同频率的实测CIR 如图4 所示。由图可以看出，NLoS 场景实测CIR 的路径的时延为4 ns，与收发端设置的初始距离dTX+d2=1.25 m的理论时延一致；
当f=28 GHz 时，NLoS 路径的功率值为-99.14 dB，同样随着中心频率的增大，NLoS 路径的功率值逐渐减小。根据实测数据，可以获得28、30 和32 GHz 频率下NLoS 路径的校正因子分别为35.81、35.83 和35.82。

图4 NLoS场景下不同频率的实测CIR

为了进一步验证基于RT 方法对于估计室内毫米波场景路径功率所具有的局限性，本文基于RT 方法设置了与上述两种实测场景一致、尺寸相同的仿真场景，如图5（a）和（b）。设置桌椅和门材质为木材、墙壁为混凝土、空调为塑料、VNA 为金属，设置收发端天线高度均为0.45 m，收发端位置信息均与实测场景保持一致。收发端天线均设置为喇叭天线，中心频率分别为28、30 和32 GHz，发射功率为0 dBm。

图5 基于RT的室内毫米波信道仿真场景

本文对比了不同频率下两种测量场景的路径功率实测值和RT 仿真值，同时给出了本文所提出路径功率模型曲线。对于LoS 场景，不同频率下实测、RT 仿真和本文模型的LoS 路径功率随收发端间距变化的对比如图6 所示。由图可以看出，随着收发端间距的增大，LoS 路径功率逐渐降低。并且随着中心频率的增大，毫米波信号传播衰减进一步加大，使得LoS 路径功率逐渐降低。同时，LoS 场景下本文所提出模型在不同频率下的路径功率曲线与实测值基本吻合，而由于RT 材料设置与实际场景的偏差和存在大气衰减的影响，基于RT 的仿真数据均明显高于所提出模型。

图6 LoS场景下不同频率实测、RT仿真和本文模型路径功率比较

对于NLoS 场景，不同频率下实测、RT 仿真和本文模型的NLoS 路径功率随RX 与墙壁距离变化的对比如图7所示。由图可以看出，同样随着RX 与墙壁距离的逐渐增大，NLoS 路径功率逐渐降低。并且随着中心频率的增大，NLoS 路径功率也逐渐降低。同时由于利用墙壁制造NLoS径，使得路径功率因为墙壁反射的衰减作用而明显低于LoS场景下的路径功率。同时，NLoS 场景下本文所提出的模型在不同频率下的路径功率曲线也与实测值基本吻合，基于RT 的仿真数据也均明显高于所提出模型。可以验证本文所提出结合实测数据和RT 方法的路径功率模型的准确性。

图7 NLoS场景下不同频率实测、RT仿真和本文模型路径功率比较

针对宽带或超宽带信号内不同频率分量对于毫米波信道特性的影响，本文提出了一种具有连续频率响应的毫米波信道模型，并基于RT 方法和实测数据确定了频率相关的路径功率等信道参数。同时，针对RT 方法估计毫米波信道路径功率时存在的局限性，本文利用基于VNA的频域信道测量方法对28、30 和32 GHz 频率下的室内LoS 和NLoS 两种场景进行实测，并利用RT 进行建模仿真。实测和仿真结果表明，由于实测环境中的大气和混凝土墙壁的衰减作用，使得RT 仿真的路径功率与实际情况存在一定的偏差，本文结合实测数据所提出的路径功率模型与实测值基本吻合，验证了所提出模型的准确性。

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